Christoph Dustert, CONCEPT Niederlassung der Power Integrations GmbH

Hellweg Forum 1, 59469 Ense, Germany

Andreas Volke, CONCEPT Niederlassung der Power Integrations GmbH,

Hellweg Forum 1, 59494 Ense, Germany

摘要

多年來，三電平拓撲已被廣泛用于各種應用。此類應用通常基于經典的中性點鉗位(NPC1)拓撲，每個半橋有四個功率開關(IGBT)，另外還有兩個鉗位二極管。這種拓撲的一種變體被稱為NPC2拓撲，每個半橋使用兩個IGBT，另有兩個IGBT以共集電極連接的方式連接在鉗位電路中。這種拓撲也可采用兩個逆阻型(RB) IGBT來取代兩個共集電極連接的IGBT，以減少導通元件的數(shù)量。對于NPC1/NPC2與帶RB-IGBT的NPC2拓撲，其門極驅動器的要求（特別是涉及退飽和監(jiān)控和有源鉗位之類的保護功能）有所不同。本文將討論這些差異，并提供了成熟的解決方案，對標準門極驅動器進行修改以將其用于帶RB-IGBT的NPC2拓撲。

1 介紹

傳統(tǒng)的兩電平變換器拓撲（圖1a）的特點是具有兩種開關狀態(tài)：直流母線的正電壓和負電壓狀態(tài)(DC+, DC-)。為了降低輸出波形中的總諧波失真，需要更多的開關狀態(tài)。眾所周知的三電平NPC1拓撲（圖1b）可提供此類額外的開關狀態(tài)：N點為0V的中性狀態(tài)。由于更低的電壓波形失真，濾波要求可以被降低。這就使這些拓撲的吸引力越來越高，因為濾波器的成本已成為變換器系統(tǒng)設計中的重要影響因素。使用三電平拓撲的缺點是開關器件（IGBT和二極管） 的數(shù)量會增加，從而增大復雜度并部分地增加整個系統(tǒng)的成本[1]。通過應用NPC2拓撲（圖1c），功率半導體的數(shù)量與經典的NPC1裝置相比可進一步減少。

圖1 兩電平和三電平NPC1/NPC2半橋拓撲概覽

可以使用兩個逆阻型(RB) IGBT，來替代NPC2拓撲中以共集電極方式連接的兩個IGBT和二極管。RB-IGBT的內部結構經過改進，可使IGBT承受相同水平的正向和反向阻斷電壓。相比之下，標準的IGBT能承受的反向阻斷電壓僅為正向阻斷電壓的幾分之一。因此，使用RB-IGBT意味著NPC2拓撲中可減少兩個二極管（圖1d）。這樣能夠帶來眾多優(yōu)勢，比如降低導通損耗、提高封裝面積利用率、簡化功率模塊的輔助端子布局等[2]。

2 IGBT 驅動器考慮因素

圖 1 中所示的各種拓撲對IGBT 驅動器的要求各不相同。例如，兩電平拓撲通常要求具備短路保護和過壓保護之類的功能即可。比較常用的短路保護方案稱為VCEsat 或退飽和監(jiān)控，如圖6所示。過壓保護一般通過對IGBT 的集電極-發(fā)射極電壓進行有源鉗位來實現(xiàn)。圖4 所示為該應用的示例。

如果使用三電平NPC1 拓撲，IGBT 在短路時的關斷順序將非常重要。在這種情況下，必須首先關斷半橋的外部IGBT，然后再關斷內部IGBT。如果未按此順序進行關斷，內部IGBT 將會承受整個直流母線電壓并將損壞，因為三電平NPC1 拓撲中IGBT 的額定電壓“僅為”直流母線電壓的一半[1]。因此，在發(fā)生短路時驅動器不應自動關斷IGBT，而應將故障狀況報告給控制單元，由控制單元來確保正確的關斷順序。只有內部IGBT 采用了高級有源鉗位的情況下，才能忽略關斷順序，并允許驅動器執(zhí)行自動關斷[3]。

圖 1 中所示的NPC 拓撲的共同特點是，在正常工作期間，相輸出端U 的電壓相對于中性點N在+1/2DC 和-1/2DC 之間交變，即極性發(fā)生變化。這一點對于在NPC2 拓撲中N 點和U 點之間的IGBT 形成雙向開關特別有意義。圖2 所示為當外部開關（此處未顯示）分別導通和關斷時這些IGBT 獲得的電壓。

圖2 雙向開關的理想化電壓分布

圖 2a 中IGBT 的集電極-發(fā)射極電壓始終為正電壓或（理想化）零，這取決于U 處的實際相輸出電壓。因此，對于短路和過壓保護，無特殊要求。但是，如果用RB-IGBT 作雙向開關，情況則不同，U 點存在的交變電壓要求修改經典的短路保護和過壓保護電路。否則，驅動器將會損壞，并最終損壞IGBT。

圖 3（左）舉例說明使用富士電機的NPC2 功率模塊4MBI650VB-120R1-50 進行的測試。此例中的負載連接在U 和DC-之間，頂部開關T1 導通和關斷。通道2 的波形（“CE RB-IGBT T3”）顯示了在IGBT T1 的導通和關斷時N-U 之間的交變電壓。

圖3 使用RB-IGBT的NPC2拓撲的開關波形(VDC = 800V, Iload = 650A)

2.1 過壓保護功能

一般來說，為了防止IGBT被關斷過壓損壞，通常使用有源鉗位電路。（對于小功率應用，也可使用“兩電平關斷”或“軟關斷”之類的替代方案[1] ） 。過壓由換流回路中的雜散電感以及電流的變化率(di/dt)引起。有源鉗位能夠可靠地抑制過壓，在大量應用中已經證明其可驅動IGBT進入有源區(qū)從而降低di/dt。

圖4 a)標準IGBT和b)、c) RB-IGBT的有源鉗位電路

圖4a所示為標準IGBT T1的有源鉗位設置。TVS(D2…x)根據(jù)實際應用條件（例如，直流母線電壓、IGBT的VCES等級）進行選擇，并通過低壓肖特基二極管或PIN二極管(D1)從集電極連接到門極。此低壓二極管是避免電流從IGBT的門極流入集電極的必需元件，僅要求40V的阻斷能力即可。但是，如果選擇帶RB-IGBT的NPC2拓撲，則不能使用帶單向TVS和低壓二極管的典型有源鉗位電路。這是因為RB-IGBT兩側的電壓將會根據(jù)開關狀態(tài)改變極性（圖4b）。只要相應IGBT集電極的極性為正， 對應驅動器的TVS就可以阻斷來自該驅動器的電壓。但是， 集電極的電壓極性反轉后，TVS二極管就開始導通，整個集電極電位將會施加在低壓二極管D1的陽極。此電壓大約等于直流母線電壓的一半，將導致IGBT驅動器及相關IGBT損壞。

有兩種可選的預防措施。在第一種解決方案中，必須使用雙向而非單向TVS，如圖4c所示。但是，從圖3中可以看到它的缺點是負電壓“ax(C2)”有可能達到相當于雙向TVS擊穿電壓的水平。這仍然會使二極管D1承受過高的反向電壓。因此，不推薦使用這種方法。推薦使用第二種解決方案，將低壓二極管D1替換為高壓二極管。該高壓二極管的阻斷電壓必須至少達到直流母線電壓的一半。請注意，除了阻斷電壓，還必須考慮二極管的爬電距離和電氣間隙。在有些情況下，可能需要使用多個二極管串聯(lián)。

2.1.1 高級有源鉗位功能

為了提高有源鉗位電路的效率， CONCEPT在其多個驅動器中裝備了被稱為高級有源鉗位

(AAC)的功能。AAC在驅動器內部的輸出級中使用附加的反饋電路。根據(jù)實際的鉗位電流/過壓狀況，內部的推動級MOSFET將被線性地關斷[4]。

圖5 a)標準IGBT和b) RB-IGBT的高級有源鉗位電路

如果使用帶RB-IGBT的NPC2拓撲，則需要修改常規(guī)的AAC設計。圖5 a 所示為包含D1和D3（低壓二極管）的標準IGBT常用的AAC。由于僅使用一個雙向TVS(Dx)，當–C/2施加于端子U時，A點將會產生危險的高壓。這會導致二極管D1和D3以及20R電阻過載，最終導致整個驅動器過載。為了防止出現(xiàn)這種高壓，建議將所有單向TVS全都替換為雙向TVS。此外，這些TVS還需要再串聯(lián)一個單向TVS D4（圖5b）。TVS網絡的不對稱擊穿電壓可確保當相輸出端U出現(xiàn)負電壓(-DC/2)時，A點產生的電壓處在安全范圍內（假定根據(jù)實際應用條件選擇TVS），而當U為正電壓（+DC/2）時，有源鉗位可以正常工作。

2.2 短路保護功能

為了在短路事件中保護任何拓撲的IGBT，需要可靠的退飽和監(jiān)控功能。圖6 所示為經典的退飽和監(jiān)控方案，該方案中使用高壓二極管。這種設置通常用于檢測短路。更先進的解決方案是將高壓二極管替換為電阻網絡（圖7a 中的Rvce），該電阻網絡能夠在IGBT 導通狀態(tài)下測量VCE 電壓。這種解決方案可避免短路保護誤動作[1]。兩種方案均可用于兩電平和三電平NPC1/NPC2 拓撲。

但是，如果選擇了帶RB-IGBT 的NPC2 拓撲，利用高壓二極管的退飽和監(jiān)控將不再起作用。與過壓保護功能中解釋的原因相同，只要對應的集電極電壓為正電位（相對于發(fā)射極），且對應的驅動器的高壓二極管可阻斷集電極和驅動器低壓側的檢測輸入端之間的電壓，這種方法就起作用。但是只要極性變?yōu)樨撾娢?，二極管就開始導通，過高的電流將流過二極管，這將會損壞驅動器和/或IGBT。

在使用電阻網絡的短路保護功能中，電阻Rvce 可降低集電極電壓并限制從集電極流向驅動器檢測輸入端的電流。本文的下一部分將簡要介紹這種電路的原理。[5]

圖6 使用高壓二極管的退飽和監(jiān)控功能

2.2.1 使用電阻網絡的短路保護功能

下面的說明請參照圖 7。在IGBT 關斷狀態(tài)下，驅動器內部的MOSFET 將檢測管腳連接到

COM（門極驅動器的負電位）。然后，電容C_ax 預充電/放電至負電源電壓。如果沒有二極管D1，K 點將會產生電壓V_K，該電壓可按公式 1 進行計算。

公式 1： 

D1 的功能是將電壓V_K 鉗位在正電源電壓V_CC，以防止門極驅動器的檢測輸入端受到高壓損壞。流經K 點的最大電流可按下面的公式進行計算：

公式 2：

為了限制電阻網絡和二極管 D1 中的損耗，建議在最大直流母線電壓條件下將電流調整為

0.6…mA。流經 F 點的電流可按公式 3 進行計算。此電流將在IGBT 導通時為C_ax 充電。C_ax 充電所需的時間決定了短路保護功能的響應動間。

公式 3：

在 IGBT 打開且處于導通狀態(tài)時，上述MOSFET 關斷。隨著V_CE 降低，C_ax 從COM 電位充電至IGBT 飽和電壓。C_ax 上的電壓始終與由Rref 決定的參考電壓進行比較。發(fā)生短路時，電容C_ax 的電壓隨著IGBT 退飽和而升高。當C_ax 的電壓高于參考電壓時，驅動器即將此視為故障狀況。圖7b 描述了短路保護的過程。

圖7 使用電阻網絡的退飽和監(jiān)控功能原理圖

如果在關斷狀態(tài)下IGBT 的集電極出現(xiàn)負電壓，則K 點的電壓也將為負電壓。為了防止驅動器的檢測管腳輸出電流，需要在電路中再增加一個二極管D2（圖8）。否則，在驅動電路中將會產生襯底電流并發(fā)生意外的閂鎖效應（注：也可在ASIC 內進行有源整流以解決此問題）。二極管D2 可將K 點的電壓鉗位在發(fā)射極電位，防止/限制任何電流從驅動器的檢測管腳流出。

圖8 改進的使用電阻網絡的退飽和監(jiān)控功能

圖 9 演示了使用富士電機的RB-IGBT NPC2 4MBI300VG-120R-50 功率模塊配合CONCEPT標準版本的2SC0106T 驅動核（2SC0108T 和2SC0435T 等其他驅動核也適用），并按推薦的電路對短路和有源鉗位進行修改，能夠成功的進行短路保護。使用無吸收電容的標準裝置，施加的直流母線電壓為800V。

圖9 根據(jù)推薦電路修改驅動器后進行的短路測試

3 結論

綜上所述，對于使用RB-IGBT的NPC2拓撲，需要修改經典的保護功能，例如退飽和監(jiān)控和有源鉗位。這些修改可利用CONCEPT提供的標準驅動核方便地實現(xiàn)。如果不做這些修改，相輸出端的負電壓將會使驅動器過載，從而損壞驅動器并最終損壞整個功率單元。本文推薦的解決方案，為RB-IGBTs新技術在太陽能發(fā)電和UPS等領域中的應用開辟了新的道路。

4 參考資料

[1] Andreas Volke, Michael Hornkamp, “GBT Modules –Technologies, Driver and Application” Infineon Technologies AG, 2nd Edition 2012

[2] Manabu Takei et al., “pplication Technologies of Reverse-Blocking IGBT” Fuji Electric Journal Vol. 75 No. 8 2002

[3] Olivier Garcia et al., “afe Driving of Multi-Level Converters Using Sophisticated Gate Driver Technology” PCIM Shanghai 2013

[4] Heinz Rüedi et al., “dvantages of Advanced Active Clamping” Power Electronics Europe 2009

[5] Application Note AN-1101, “pplication with SCALE™2 Gate Driver Cores” CONCEPT 2013

[6] Datasheet, “MBI650VB-120R1-50” Fuji Electric

[7] Datasheet, “MBI300VG-120R-50” Fuji Electric

[8] Datasheet, “SC0106T2x0-12” CONCEPT